Stor pakke MOSFET-driverkredsløb

Først og fremmest MOSFET-typen og strukturen,MOSFETer en FET (en anden er JFET), kan fremstilles til forbedret eller udtømningstype, P-kanal eller N-kanal i alt fire typer, men den faktiske anvendelse af kun forbedrede N-kanal MOSFET'er og forbedrede P-kanal MOSFET'er, så normalt omtalt som NMOS eller PMOS refererer til disse to slags. For disse to typer af forbedrede MOSFET'er er NMOS den mere almindeligt anvendte, grunden er, at mod-modstanden er lille og nem at fremstille. Derfor bruges NMOS generelt til at skifte strømforsyning og motordrevapplikationer.

I den følgende introduktion er de fleste tilfælde domineret af NMOS. parasitisk kapacitans eksisterer mellem MOSFET'ens tre ben, en funktion, der ikke er nødvendig, men som opstår på grund af fremstillingsprocessens begrænsninger. Tilstedeværelsen af ​​parasitisk kapacitans gør det lidt vanskeligt at designe eller vælge et driverkredsløb. Der er en parasitisk diode mellem afløbet og kilden. Dette kaldes kropsdioden og er vigtig ved kørsel af induktive belastninger såsom motorer. Forresten er kropsdioden kun til stede i individuelle MOSFET'er og er normalt ikke til stede inde i en IC-chip.

 

MOSFETskifterørstab, hvad enten det er NMOS eller PMOS, efter at ledningen af ​​on-modstanden eksisterer, således at strømmen vil forbruge energi i denne modstand, kaldes denne del af den forbrugte energi ledningstab. Valg af MOSFET'er med lav on-resistance vil reducere on-resistance tabet. I dag er tænd-modstanden for laveffekt MOSFET'er generelt omkring titusvis af milliohm, og nogle få milliohm er også tilgængelige. MOSFET'er må ikke færdiggøres på et øjeblik, når de er tændt og slukket. Der er en proces med at sænke spændingen kl. de to ender af MOSFET'en, og der er en proces med at øge strømmen, der flyder gennem den. I løbet af denne periode er tabet af MOSFET'er produktet af spændingen og strømmen, som kaldes koblingstabet. Normalt er koblingstabet meget større end ledningstabet, og jo hurtigere koblingsfrekvensen er, desto større er tabet. Produktet af spænding og strøm i ledningsøjeblikket er meget stort, hvilket resulterer i store tab. Forkortelse af koblingstiden reducerer tabet ved hver ledning; reduktion af koblingsfrekvensen reducerer antallet af kontakter pr. tidsenhed. Begge disse tilgange reducerer omskiftningstabene.

Sammenlignet med bipolære transistorer antages det generelt, at der ikke kræves nogen strøm for at lave enMOSFETadfærd, så længe GS-spændingen er over en vis værdi. Det er nemt at gøre, men vi har også brug for hurtighed. Som du kan se i strukturen af ​​MOSFET, er der en parasitisk kapacitans mellem GS, GD, og ​​driften af ​​MOSFET er i realiteten opladning og afladning af kapacitansen. Opladning af kondensatoren kræver en strøm, fordi opladning af kondensatoren øjeblikkeligt kan ses som en kortslutning, så den øjeblikkelige strøm vil være højere. Den første ting at bemærke, når du vælger/designer en MOSFET-driver, er størrelsen af ​​den øjeblikkelige kortslutningsstrøm, der kan leveres.

Den anden ting at bemærke er, at, generelt brugt i high-end drev NMOS, skal gatespændingen til tiden være større end kildespændingen. High-end drev MOSFET på kilden spænding og drænspænding (VCC) den samme, så derefter gate spænding end VCC 4V eller 10V. hvis vi er i det samme system, for at få en større spænding end VCC, er vi nødt til at specialisere os i boost-kredsløbet. Mange motordrivere har integrerede ladepumper, det er vigtigt at bemærke, at du bør vælge den passende eksterne kapacitans for at få nok kortslutningsstrøm til at drive MOSFET. 4V eller 10V er den almindeligt anvendte MOSFET på spænding, designet skal du selvfølgelig have en vis margin. Jo højere spænding, desto hurtigere er on-state hastighed og jo lavere on-state modstand. Nu er der også mindre on-state-spændings-MOSFET'er, der bruges inden for forskellige områder, men i 12V bilelektroniksystemet er generelt 4V on-state nok. behov for elektroniske koblingskredsløb, såsom skiftende strømforsyning og motordrev, men også lysdæmpning. Ledende midler, der fungerer som en switch, hvilket svarer til en switch-lukning. NMOS-karakteristika, Vgs større end en vis værdi vil lede, velegnet til brug i tilfælde, hvor kilden er jordet (low-end drive), så længe porten spænding på 4V eller 10V.PMOS karakteristika, Vgs mindre end en vis værdi vil lede, egnet til brug i tilfælde, hvor kilden er forbundet til VCC (high-end drev). Selvom PMOS let kan bruges som en high-end-driver, bruges NMOS normalt i high-end-drivere på grund af den store on-modstand, høje pris og få udskiftningstyper.

Nu MOSFET drive lavspændingsapplikationer, når brugen af ​​5V strømforsyning, denne gang, hvis du bruger den traditionelle totempæl struktur, på grund af transistoren være omkring 0,7V spændingsfald, hvilket resulterer i den faktiske endelige tilføjet til porten på den spændingen er kun 4,3 V. På nuværende tidspunkt vælger vi den nominelle gatespænding på 4,5V af MOSFET'en på eksistensen af ​​visse risici. Det samme problem opstår ved brug af 3V eller andre lavspændingsstrømforsyninger. Dobbeltspænding bruges i nogle styrekredsløb, hvor den logiske sektion bruger en typisk 5V eller 3,3V digital spænding, og strømsektionen bruger 12V eller endnu højere. De to spændinger er forbundet med en fælles jord. Dette stiller et krav om at bruge et kredsløb, der gør det muligt for lavspændingssiden effektivt at styre MOSFET'en på højspændingssiden, mens MOSFET'en på højspændingssiden vil stå over for de samme problemer nævnt i 1 og 2. I alle tre tilfælde vil totempæl struktur kan ikke opfylde outputkravene, og mange off-the-shelf MOSFET driver IC'er ser ikke ud til at omfatte en gate spændingsbegrænsende struktur. Indgangsspændingen er ikke en fast værdi, den varierer med tiden eller andre faktorer. Denne variation bevirker, at drivspændingen, der leveres til MOSFET'en af ​​PWM-kredsløbet, er ustabil. For at gøre MOSFET'en sikker mod høje gatespændinger har mange MOSFET'er indbyggede spændingsregulatorer for kraftigt at begrænse gatespændingens amplitude.

 

I dette tilfælde, når den leverede drevspænding overstiger regulatorens spænding, vil det forårsage et stort statisk strømforbrug. Samtidig, hvis du blot bruger princippet om modstandsspændingsdeler til at reducere gatespændingen, vil der være en relativt høj indgangsspænding, fungerer MOSFET'en godt, mens indgangsspændingen reduceres, når gatespændingen er utilstrækkelig til at forårsage utilstrækkelig fuldstændig ledning, hvilket øger strømforbruget.

Relativt almindeligt kredsløb her kun for NMOS-driverkredsløbet til at lave en simpel analyse: Vl og Vh er henholdsvis low-end og high-end strømforsyningen, de to spændinger kan være de samme, men Vl bør ikke overstige Vh. Q1 og Q2 danner en omvendt totempæl, der bruges til at opnå isolationen og samtidig sikre, at de to driverrør Q3 og Q4 ikke vil være tændt på samme tid. R2 og R3 giver PWM spændingsreferencen, og ved at ændre denne reference kan du få kredsløbet til at fungere godt, og gatespændingen er ikke nok til at forårsage en grundig ledning, hvilket øger strømforbruget. R2 og R3 giver PWM spænding reference, ved at ændre denne reference, kan du lade kredsløbet arbejde i PWM signal bølgeform er relativt stejl og lige position. Q3 og Q4 bruges til at levere drevstrømmen, på grund af on-tiden, Q3 og Q4 i forhold til Vh og GND er kun et minimum af et Vce spændingsfald, dette spændingsfald er normalt kun 0,3V eller deromkring, meget lavere end 0,7V Vce R5 og R6 er feedbackmodstande til gatespændingssampling, efter sampling af spændingen bruges gatespændingen som en feedbackmodstand til gatespændingen, og prøvens spænding bruges til gatespændingen. R5 og R6 er feedbackmodstande, der bruges til at sample gatespændingen, som derefter føres gennem Q5 for at skabe en stærk negativ feedback på baserne af Q1 og Q2, og dermed begrænse gatespændingen til en endelig værdi. Denne værdi kan justeres med R5 og R6. Endelig giver R1 begrænsningen af ​​basisstrømmen til Q3 og Q4, og R4 giver begrænsningen af ​​gatestrømmen til MOSFET'erne, som er begrænsningen af ​​isen i Q3Q4. En accelerationskondensator kan parallelkobles over R4 om nødvendigt.                                         

Når man designer bærbare enheder og trådløse produkter, er forbedring af produktets ydeevne og forlængelse af batteridriftstiden to problemer, som designere skal stå over for. DC-DC-konvertere har fordelene ved høj effektivitet, høj udgangsstrøm og lav hvilestrøm, som er meget velegnede til at drive bærbare computere. enheder.

DC-DC-konvertere har fordelene ved høj effektivitet, høj udgangsstrøm og lav hvilestrøm, som er meget velegnede til strømforsyning af bærbare enheder. I øjeblikket omfatter de vigtigste tendenser i udviklingen af ​​DC-DC-konverterdesignteknologi: højfrekvensteknologi: med stigningen i omskiftningsfrekvensen reduceres størrelsen af ​​omskifterkonverteren også, effekttætheden er øget betydeligt, og den dynamiske responsen er blevet forbedret. Lille

Strøm DC-DC-konverterens switchfrekvens vil stige til megahertz-niveauet. Lavudgangsspændingsteknologi: Med den kontinuerlige udvikling af halvlederfremstillingsteknologi bliver mikroprocessorer og bærbart elektronisk udstyrs driftsspænding lavere og lavere, hvilket kræver, at fremtidens DC-DC-konverter kan levere lav udgangsspænding for at tilpasse sig mikroprocessoren og bærbart elektronisk udstyr, som kræver fremtidig DC-DC-konverter kan give lav udgangsspænding for at tilpasse sig mikroprocessoren.

Nok til at give lav udgangsspænding til at tilpasse sig mikroprocessorer og bærbart elektronisk udstyr. Denne teknologiske udvikling stiller højere krav til design af strømforsyningschipkredsløb. Først og fremmest, med den stigende koblingsfrekvens fremsættes ydelsen af ​​koblingskomponenterne

Høje krav til koblingselementets ydeevne, og skal have det tilsvarende koblingselement drivkredsløb for at sikre, at koblingselementet i koblingsfrekvensen op til megahertz-niveauet for normal drift. For det andet, for batteridrevne bærbare elektroniske enheder, er kredsløbets driftsspænding lav (for eksempel i tilfælde af lithium-batterier).

Lithium-batterier, for eksempel, driftsspændingen på 2,5 ~ 3,6V), så strømforsyningen chip til den lavere spænding.

MOSFET har en meget lav on-modstand, lavt energiforbrug, i den nuværende populære højeffektive DC-DC chip mere MOSFET som en strømafbryder. Men på grund af den store parasitiske kapacitans af MOSFET'er. Dette stiller højere krav til designet af switching tube driver kredsløb til design af højfrekvens DC-DC konvertere. Der er forskellige CMOS, BiCMOS logiske kredsløb, der bruger bootstrap boost struktur og driver kredsløb som store kapacitive belastninger i lavspændings ULSI design. Disse kredsløb er i stand til at fungere korrekt under betingelserne med mindre end 1V spændingsforsyning, og kan arbejde under betingelserne for belastningskapacitans 1 ~ 2pF frekvens kan nå titusinder af megabit eller endda hundredvis af megahertz. I dette papir bruges bootstrap-boost-kredsløbet til at designe en drevkapacitet med stor belastningskapacitans, velegnet til lavspændings-, høj-switch-frekvensboost DC-DC-konverter-drivkredsløb. Low-end spænding og PWM til at drive high-end MOSFET'er. lille amplitude PWM-signal til at drive høje gatespændingskrav for MOSFET'er.